互补推挽式功率放大电路

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甲类工作状态晶体管存在问题 → 乙类工作状态晶体管管耗小效率高(但存在非线性,即交越失真) → 甲乙类工作状态晶体管(但存在功率管匹配异型困难) → 准互补对称放大电路(OCL) → 单电源互补功率放大电路(OTL) → 变压器耦合功率放大电路
1、互补对称式乙类功率放大电路
1.结构
图9.1(a)所示电路采用两个NPN和PNP管各一只,且特性对称,组成互补对称式射极输出器。简称OCL电路,意为无输出耦合电容。

互补推挽式功率放大电路
2.工作原理
静态时: u i =0 → I C2 = I C2 =0 (乙类工作状态) → u o =0 。
动态时: u i >0 → VT2导通,VT3截止 → i o = i C2 ;
u i <0 → VT3导通,VT2截止 → i o =− i C3 。
特点:
(1) I BQ 、 I CQ 等于零。
(2)两管均工作半个周期。
3.分析计算
(1)输出功率
由电路可知,输出电压 U o 变化范围为: 2( U CC − U ces )=2 I CM × R L
若忽略管子饱和压降 U ces ,则:
输出电流最大值 I CM = U CC R L
输出电压最大值 U CM = U CC
输出最大功率 P OM = I CM 2 × U CM 2 = U CC 2 R L × U CC 2 = U CC 2 2 R L
(2)直流电源供给的功率
因为两管各导通半个周期(不考虑失真),每个电源只提供半个周期的电流,且每管电流平均值为
I C = 1 2π ∫ 0 π i C2 d(ω t) = 1 2π ∫ 0 π I CM sin⁡(ω t)d(ω t) = 1 2π U CC R L [ −cos⁡ω  t ] 0 π = 1 2π U CC R L ×2= 1 π U CC R L
所以,总功率为 P V =2 I C U CC = 2 π U CC 2 R L
(3)效率
η= P OM P V = π 4 =78.5%
(4)晶体管耗散功率
2 P T = P V − P OM = 2 π U CC I CM − 1 2 U CC I CM = 2 U CC U CM π R L − U CM 2 2 R L
将上式对 U CM 求导并令其为零,得:
d P T d U CM = 2 U CC π R L − U CM R L =0
即 U CM = 2 π U CC ≈0.64 U CC
代入上式,可求得最大管耗
2 P T = 2 U CC π R L 2 U CC π − 1 2 R L ( 2 U CC π ) 2 = 4 π 2 U CC 2 2 R L = 4 π 2 P OM ≈0.4 P OM
4.缺点
电路存在交越失真。如图9.1(b)图所示,是由于三极管的死区电压所造成,属非线性失真。
2、互补对称式甲乙类功率放大电路
1.甲乙类双电源互补对称电路
(1)基本工作原理
图9.2(a)所示电路中除增加驱动级VT1管外,还增加了两只二极管VD1、VD2,目的是建立一定的直流偏置,偏置电压大于管子死区电压,以克服交越失真。此时管子工作于甲乙类状态。
静态:利用VT1基极电流在VD1、VD2的正向压降给VT1、VT3两管提供基极偏置电压,发射结电位分别为VD1、VD2的正向导通压降,致使两管处于微弱导通状态——甲乙类状态。
两管静态电流相等,负载上无静态电流,输出电压 U o =0 。
动态:当有交流信号输入时,VD1和VD2的交流电阻很小,可视为短路,从而保证两管基极输入信号幅度基本相等。两管轮流工作, i C2 、 i C3 波形如图9.2(b)所示,因为负载电流为两者之差,反相相加后得到的, i o 波形如图9.2(b)所示,明显改善了交越失真。

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(2)分析计算
在忽略VT2、VT3管的饱和压降时,该电路的最大输出功率和效率与乙类相同。
(3)电路存在问题
第一:当要求输出功率较大时,要求推动功率管的基极电流也要很大,而由于功放管的 β 不会很大,所以驱动级VT1要提供大电流难以做到。
第二:两只大功率异型管的的配对比较困难,难以做到特性对称。
2.准互补对称式功率放大电路
为解决上述问题,可以增加复合管VT2、VT4 → 代替VT2;VT3、VT5 → 代替VT3。这样,既扩大了电流驱动能力,同时也利用同类型的VT4、VT5作为输出管,较好地实现了特性匹配的目的。如图9.3所示。

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3.单电源互补对称式功率放大电路(OTL)
实际电路中,如收音机、扩音机中,常采用单电源供电。单电源供电常采用变压器耦合,这里省略了变压器,称为无输出变压器。简称OTL电路,如图9.4所示。
(1)基本工作原理
静态:因两管对称,VT2、VT3两管发射极e的电位 U E = 1 2 U CC ,负载无电流。
动态: u i >0 → VT2导通,VT3截止 → 对负载供电,并对 C 充电; u i <0 → VT3导通,VT2截止 → 电容 C 通过VT3、 R L 放电维持负半周电流(电容 C 相当于电源)。
注意:应选择足够大的电容C,以维持其上电压基本不变,保证负载上得到的交流信号正负半周对称。
(2)分析计算
同OCL电路分析相同,不同之处只要将式中的 U CC 改为 1 2 U CC 即可,得:
P OM = 1 8 U CC 2 R L
P V = 1 2π U CC 2 R L
η= P OM P V = π 4 =78.5%
(3)存在问题
在图9.4 中,当e点电位升高时,b点电位基本不变,VT2管基极电流减小,负载电流减小,使得输出电压正方向变化的幅度受到限制,远小于 1 2 U CC 。

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4.自举电路
增加电容 C 3 和电阻 R 3 ,如图9.5所示,靠电路本身抬高 p 点电位,原理如下: u p = U CC − I C1 R 3 u e = 1 2 U CC U C3 = u p − u e }⇒ U C3 = 1 2 U CC − I C1 R 3
若电容 C 3 足够大,充电后 U C3 基本不变,为一常数。
由于 u p = U C3 + u e
显然 u e ↑ → u p ↑
即e点电位升高 → p点电位随之升高 → VT2充分导通 → 保证负载两端有足够大的电压变化量。
3、变压器耦合推挽功率放大电路
前述电路,虽各有特色,但在负载RL过大或过小时,对负载管的耐压或耐流值要求过高,通常的解决办法就是利用变压器将实际的负载变换成最佳负载,实现阻抗匹配,电路如图9.6所示。

互补推挽式功率放大电路
1.工作原理
静态时: u i =0 → i C1 、 i C2 均为0 → u 0 =0 。
动态时: u i >0 → VT1导通,VT2截止 → i o = i C1 ; VT2导通,VT1截止 → i o = i C2 。
通过变压器Tr2将两个半周合成为一个完整的正弦波,并通过变比 n ,将 R L 变成 n 2 R L ,以实现阻抗匹配。
2.分析计算
输出功率为:
P OM = U CC n R L
其中 n= N 1 N 2
N 1 ——变压器Tr2原边绕组匝数的一半
N 2 ——Tr2副边绕组匝数
总输出效率为:
η ′ = η Tr η
其中 η Tr ——变压器效率
η ——晶体管输出效率
3.优点:可方便实现阻抗匹配,获得最佳负载。
缺点:体积大、效率低、频率特性差,且不易集成。
常用于要求输出较大功率较大的情况。

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4、集成功率放大电路简介
图9.7(a)示电路为国产通用型集成功率放大器5G31,其中主要环节有:
(1)前置放大级(输入级)——VT1 、VT2和电阻 R 1 、 R 2 、 R 3 、 R 4 、 R 5 、 R F1 和 R F2 等组成单入、单出的差放电路。
(2)中间放大级——由三极管VT3和VT4组成。VT3为VT4的偏置管,对信号进行二次放大。
(3)推动级——VT5、VT6、VT7、VT8和 R 7 构成。VT5、VT6、VT7具有温度补偿作用,可稳定输出级静态电流,并为输出级通过适当偏置以消除交越失真。
(4)功率放大级——复合管VT9、VT10为NPN管,复合管VT11、VT12和VT13为PNP管,共同构成互补输出级,为准互补甲乙类功率放大电路。
5G31实际应用电路和外部接线如图9.7(b)所示。

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